Den ultimative DIY RIAA!?

[Kjell B.]

Denne ser jo ikke så verst ut, hvis det skal være fryktelig avansert.

http://www.klaus-boening.de/html/schematics.html#MKII

http://www.klaus-boening.de/html/phonostage.html

For mange av de gode gamle plater var det dog kanskje slik at lyden ble equalisert for å passe til de gjengse 2-3 transistor preamps.

 

[KJ]

Denne ser jo ikke så verst ut, hvis det skal være fryktelig avansert.

http://www.klaus-boening.de/html/schematics.html#MKII

http://www.klaus-boening.de/html/phonostage.html

For mange av de gode gamle plater var det dog kanskje slik at lyden ble equalisert for å passe til de gjengse 2-3 transistor preamps.

Hei, takker.

Nå må jeg ælig innrømme at jeg ikke synes det er så fryktelig komplisert. Noe forenklet så består hele greia av 4 par buffere (hvor av to par strømbuffere, aka strømspeil). 70 dB forsterkning med buffere er jo helt greit. Hele signalkjeden består av 6 transistor trinn, så mye mer komplisert er det da ikke, og forøvrig ingen global feedback.

Jo, mange av de gamle skivene låter helt fortreffelig, også igjennom enkle RIAA-trinn, eller kanskje særlig igjennom enkle RIAA-trinn. Jeg tror også vi er enige i at disse skivene låter fortreffelig fordi teknikken tilsa at de ble innspilt og produsert enkelt, liketill og direkte; ute allt for mye diller-daller.

mvh
KJ

 

[Kjell B.]

Ja, ganske så enig.

hilsen Kjell B.

 

[KJ]

Jøssenavn 1700 og snart 50 visninger på 40 innlegg?!? Det er mulig jeg står for drøyt 200 av visningene selv, men ...

Vel til saken - Utgangsbuffer
Den utgangsbufferen jeg har opperert med hittil har ikke vært 100% tilfredsstillende. Designet var basert på variasjoner over US.Pat. # 5 218 321. Den hadde bl.a. litt mye 2. harmonisk forvregning (ca -90 dBV) og en anelse 3. harmonisk forvregning (ca -110 dBV). Riktig nok betyr ikke 2. harmoniske allverden ettersom det kanselerer ved differensiell forsterkning, men likvel. Jeg har tidligere nevnt at jeg hadde et par andre løsninger i kikkerten, bl.a. en differensiell foldet-kaskode-OPAMP-sak, jeg har ikke fått disse til å virke tilfredstillende med hensyn til støy, båndbredde og forvregning.

I mellomtiden har jeg kommet over US.Pat. # 5 278 516, som jeg har lekt litt med, omarbeidet litt til mitt bruk og forenklet noe. Det vedlagte skjemaet viser buffertrinnet slik det nå framstår. Det er egentlig nokså likt den oprinnelige bufferen, med et viktig unntak, det innerste settet med inngangstransistorer og utgangstransistorer opererer nå med konstant Vce. Vedlagt følger også en graf som viser båndbredden (rød kurve), som er begrenset til 1M Hz, og støy som ligger på omlag 10 nV/sqrt(Hz) ved 1K Hz, og stiger til omlag 30 nV/sqrt(Hz) ved 10 Hz (blå kurve viser inngangsstøy, grønn kurve viser utgangsstøy). Støyen er primært forårsaket av kildeimpedansen fra foregående trinn (termisk støy). Samlet støy i audio-området (20K Hz) er omlag 1,3 uV, dvs. ca -117dBV, eller omlag -123 dB ved 2V ut ... det bør være tilstrekkelig i en RIAA. Vedlagt følger også en FFTanalyse som viser forvregning, eller retteresagt mangel på forvregning ved 1 K Hz, 2V ut i 10K ohm, støygulvet ligger litt under -140 dBV, 2. harmoniske ligger på ca. -135 dBV, og tredjeharmoniske ligger på ca. -138 dBV. SIMetrix beregner THD til omlag 0,0000566%, det bør også være tilstrekkelig for en RIAA. Den eneste ulempen jeg har identifisert med bufferen er at den ikke liker høye utgangsspenninger dvs. i området 10V og oppover. Bare for å demonstrere potensialet i denne bufferen vedlegges en FFT med 10k Hz og 11K Hz grunntoner (2V i 10k Ohm), intermodulasjonsforvregningen er knapt synlig i støygulvet som ligger på - 140 dBV, forordensskyld vedlegges også samme for det gamle buffertrinnet.

mvh
KJ

PS håper jeg fortsatt ikke bryter noen hellige regler for størrelsen på vedlegg.

 

[KJ]

Oooops ... det snek seg inn en liten feil i skjemaet for PSU en, riktig skjema følger vedlagt. Begge skjemaene yter bortimot identisk med unntak av lastregulering, vedlagte skjema yter vesentlig bedre på dette. Her er det førøvrig også lagt inn «reverse bias» dioder for å håndtere utlading av avkoblingslyttene når forsyningsspenningen faller ut/slås av. Jeg vurderer forøvrig å øke R8 til 10K ohm for å gi bedre støyytelse ved lave frekvenser (dette er høyst marginalt), ulempen er at oppstarten av PSUen fort kommer opp i et minutt eller ti før tilfredsstillende spenning oppnås. Legger også ved en graf som viser lastregulering i dBV (dvs antall dB under 1 V) som funksjon av frekvens, når lasten varierer med +/- 10 mA. Den grønne kurven viser lastregulering uten avkoblingskondiser, mens den lilla kurven viser lastregulering med 8 000 uF avkoblingskondiser, som vi ser er effekten av avkoblingskondisene først over ca. 1M Hz. Siden alle mulige rare ting som følge av parasittiske effekter (resistans, capasitans, induktans, EM-stråling etc) begynner å gjøre seg gjeldende her så bør det tas med en klype salt eller ti. Lastregulering for +/- 10 mA ligger under -100 dBV opp til ca 400K Hz, og går ned til under - 130 dBV under 10K Hz. Utgangsimpedansen opp til ca. 5K Hz er bergnet til (hold på hatten) 0,023 milli ohm, i praksis vil den med andre ord være begrenset av det fysiske kretsutlegget (dvs. printbaner, loddinger og komponentben m.v.) og muligens variasjoner i komponentverdier (særlig for transistorene ?). Meget tilfresstillende, jeg lurer på om det i det heletatt vil fungere i praksis ...

mvh
KJ

 

[Ronny D]

Cool kinda like that sort of stuff.

Hva man skal ta med saltklypa ( tror den skal tilsvare en storsekk salt ca 1 tonn ville jeg tro ) Grove saker til RIAA å være. I disse dager hvor den andre RIAA strever som aldri før mot fil; les filmdelere.

Du kan jo øke tilbakekoplingen i strømforsyningen ved å redusere behovet for "basis-sving" på Q6 med (680/780). Det er ikke allverden, og bare litt. Antakelig med lite utslag.

How to: R6 flyttes til kolektor fra basis på Q6. T1 byttes med sin komplementære (T2 ?) dvs kombinasjonen Q&, T1 omgjøres fra emitterfølger(darlington) til kaskomp (kalt forbedret darlington).

Angående D1 skal den ikke koples inn til utgang på serieregulatoren (nå som revers protektion for Q1 Q6 ? Hær begrenses revers strøm med 680 Ohm ? Hva med revers base emitter på Q5 ?

Hehe din luring; kvasi paralell regulering.... med så lav verdi på R1 får du en god posjon Zener-regulering med D2 og R1 som dominerende, sammen med regulatoren utgjør det den sammlede regulering. Betraktet fra utgangens side blir disse da som paralell å betrakte, det hjelper jo en god del på støy......

Har du forsøkt bytte R1 med tilsvarende R2Q2 (strømgenerator) for å ta bort zenereffekten ( den passive med noe støyende regulering ), Zener regulering er paralell regulering, hvor den støy som ligger over zener er like med støyen over lasten.

Jeg ville nok forsøkt med en lavere verdi på C1 for å få aktiv regulering i audiobandet i større grad.
Dersom man betrakter det som om C1 lades opp via strømgeneratoren R2Q2. Det er liksom regulatorens justeringshastighet. kjappere regulering kan ha sine fordeler og ulemper, forutsettingen er at det er stabilt, og hær ser det ut til å være millioner å gå på.
På den annen side hjelper en stor C1 til å redusere den dynamiske variasjon i den ene retning kraftig sammen med Q4.

R2Q2 ( nesten som starwarsfigurene R2-D2, C3-PO ) Man kunne sikkert vurdere en form for dynamisk strømmgenerator.

Men nå er det natt.
R

 

[KJ]

Cool kinda like that sort of stuff.

Hva man skal ta med saltklypa ( tror den skal tilsvare en storsekk salt ca 1 tonn ville jeg tro ) Grove saker til RIAA å være. I disse dager hvor den andre RIAA strever som aldri før mot fil; les filmdelere.

Du kan jo øke tilbakekoplingen i strømforsyningen ved å redusere behovet for "basis-sving" på Q6 med (680/780). Det er ikke allverden, og bare litt. Antakelig med lite utslag.

How to: R6 flyttes til kolektor fra basis på Q6. T1 byttes med sin komplementære (T2 ?) dvs kombinasjonen Q&, T1 omgjøres fra emitterfølger(darlington) til kaskomp (kalt forbedret darlington).

Angående D1 skal den ikke koples inn til utgang på serieregulatoren (nå som revers protektion for Q1 Q6 ? Hær begrenses revers strøm med 680 Ohm ? Hva med revers base emitter på Q5 ?

Hehe din luring; kvasi paralell regulering.... med så lav verdi på R1 får du en god posjon Zener-regulering med D2 og R1 som dominerende, sammen med regulatoren utgjør det den sammlede regulering. Betraktet fra utgangens side blir disse da som paralell å betrakte, det hjelper jo en god del på støy......

Har du forsøkt bytte R1 med tilsvarende R2Q2 (strømgenerator) for å ta bort zenereffekten ( den passive med noe støyende regulering ), Zener regulering er paralell regulering, hvor den støy som ligger over zener er like med støyen over lasten.

Jeg ville nok forsøkt med en lavere verdi på C1 for å få aktiv regulering i audiobandet i større grad.
Dersom man betrakter det som om C1 lades opp via strømgeneratoren R2Q2. Det er liksom regulatorens justeringshastighet. kjappere regulering kan ha sine fordeler og ulemper, forutsettingen er at det er stabilt, og hær ser det ut til å være millioner å gå på.
På den annen side hjelper en stor C1 til å redusere den dynamiske variasjon i den ene retning kraftig sammen med Q4.

R2Q2 ( nesten som starwarsfigurene R2-D2, C3-PO ) Man kunne sikkert vurdere en form for dynamisk strømmgenerator.

Men nå er det natt.
R

189X visninger and still counting! Ser ut til å være populære denne fabuleringa mi over DIY-RIAA, håper det ikke bare er markedsføringa i tittelen som trekker opp visningene.

Mht. copyright-facistene i RIAA, så må det nok grovere saker til enn saltklyper ja. De gutta har jo en usvikelig evne til å fientligjøre kundene sine ... merkelige greier. Jeg får holde pepperbørsa klar...

Motstand på basis av Q6 har jeg ikke prøvd, har ikke helt fått grepet på hva de motstandene gjør, jeg får testet det ut. Som nevnt i tidligere innelgg så har jeg ingen formell, eller profesjonell bakrgunn i elektornisk design, så min tilnærming til dette er forholdsvis intuitiv og eksperimentell, sammtidig som kunnskapene er noe fragemtert og ikke helt «komplett».

Komplemnetær feedback kobling på utgangen mener jeg at jeg har testet en eller annen gang, uten å bli helt fornøyd med det, jeg får teste en gang til.

Koblingen av D1 har jeg ikke filosofert mye over (base-emittermotstanden på Q5; R7 er på 680 milli ohm, Q5 og R7 er der kun som strømbegrensning, satt til omlag 1 ampere, litt finurlig at ripple undertrykking er utsøkt også når strømbegrensingen slår inn), det koster ikke noe å flytte om på det, og det påvirker ikke ytelsen under normal drift. D3 bør uansett kobles mellom UTgang og inngang og ikke midt imellom.

Utviklingen av regulatoren kan muligens kalles for en sprangvis evolusjonær sak. Det startet med en enkelt gyratorkrets og med en zenderdiode fra base til jord for spenningsregulering. Neste trinn var en enklere variant over den viste kretsen med zener dioden fra utgang til base på Q4. Deretter begynte jeg å fabulere om en ren shuntregulering, matet av en høyimpedant strømkilde, jf. LC-audio sin omtale av reguleringen på en tidligere LC-Clock generator. Neste trin var en ide om å bruke batterier med kontinuerlig «konstant» strøm vedlikeholdsladding, også en høyimpedant strømkilde. Begge disse alternativene har noen utfordringer mht. å regulere strømen slik at spenningen holdes jevnt, jf. variasjoner i tomgangsforbruk i kretsen, shuntregulering/laddestrøm, og signalavhengig strømforbruk, så jeg gikk tilbake til den forrige utgaven av «serie-shunt» regulatoren. Siden zenerdioder har rykte på seg for å støye en del, så vurderte jeg en løsning med variabel zenertransistor, ala biaskretsløpene i vanlige klasse A/AB/B forsterkere, og dermed kom Q3 inn i bildet, men med en motstand i stedet for zenerdioden. Ettersom zenerdioder har vesentlig lavere reverse-bias motstand i sitt reguleringsområde enn det som er mulig med motstander her, så ble motsanden byttet tilbake med zenerdioden, nå koblet fra base på Q3 til jord, med bedre regulering som følge. Jeg begynnte deretter å utforske støy-ytelsen på designet, og det viste seg ganske riktig at zenerdioden var den største bidragsyteren, og dermed kom R8 og C3 inn i bildet (R5 er der kun for å simulere ESR i C3). Støyytelsen på designet slik det nå foreligger (trur eg) er foårsaket av følgende faktorer: R1 D2 med lvapassfilteret i R8 C3 er dominerende under ca 20 Hz, over 20 Hz og opp til MHz området er støyen domminert av Rbe på Q3 i kobinasjon med impedansen i C3 (som sagt trur eg).

Jeg har ikke prøvd å bytte R1 med en aktiv strømkilde, utgangspunktet var som antydet at Vbe på Q3 i kombinasjon med R1 bestemte strømen i zenerdioden. Får teste litt mer når jeg kommer hjem i dag.

Eri ikk regulatoren rask nok? Ripleundertrykkelse på bedre enn 80 dB opp til 1M Hz, riktig nok med en knekkfrekvens rundt 20K Hz. Lastregulering med +/- 10m A også bedre enn -80 dBVopp til 1M Hz, riktig nok med en knekkfrekvens rundt 10K Hz. Jeg tror C3 er den komponenten i designet jeg har eksperimentert mest med, og jeg er nokså komfortabel med at «regulerings» hastigheten er treig i den forstand at regulatoren bruker lang tid på å komme opp til arbeidsspenning. Hastigheten i lastreguleringen og rippleundertrykkelse tur eg er bestemt av variasjoner i BE strømen på Q3, hvor DC spenningen over C3 (dvs på basen til Q3) brukes som referanse. C1 er forresten satt inn for å kontrollere en HF resonans som oppstår ved ca. 100M Hz i simuleringene, den reduserer rippleundertrykkelsen noe i området over ca 100K Hz.

StarWars gir mange gode inspirasjoner til navn på ting og tang; hadde det ikke vært for at Lucas Films er værre en copyright-facistene i RIAA. Bow Technologies (DK) fikk erfare det med sin WOOKIE, som nå heter WAZOO, noe som bare bekrefter at jurister (sammen med revisorer) ikke eier humor uten hjemmel og betaling.

mvh
KJ

 

[Ronny D]

Rask og rask, der er jo litt mere enn som så involvert, og det var da C1 jeg tenkte å foreslå redusert, med som nevnt gjør den en dobbelfunksjon, i tillegg til sin stabiliserende funksjon (NB sikkert kritisk for kvalitet).

680 milli Ohm på R7 Ja det endrer litt på saken, bare ikke så tydelig på den skisse. Men 1 Amp som strømbegrensing på riaa'n syns jeg virket veldig mye. Den har vel nykokt kaffe mellom hver plate da (spøk).

I selve riaa'n kan det hende du får variasjoner pga variasjoner i BE spenningen på Q15 og Q17 slik at R8 eller R9 da pleier å gjøres variable.
Ett alternativ er å dobble verdien på motstandene samt diodekople en komplementær til Q15 og Q17 i serie med disses emitter, for nettop å forsøke å gjøre disse mere lik enn komplementære vanligvis er. De4t går nok litt utover støyen, men kan være vært å se litt på.

 

[KJ]

Rask og rask, der er jo litt mere enn som så involvert, og det var da C1 jeg tenkte å foreslå redusert, med som nevnt gjør den en dobbelfunksjon, i tillegg til sin stabiliserende funksjon (NB sikkert kritisk for kvalitet).

680 milli Ohm på R7 Ja det endrer litt på saken, bare ikke så tydelig på den skisse. Men 1 Amp som strømbegrensing på riaa'n syns jeg virket veldig mye. Den har vel nykokt kaffe mellom hver plate da (spøk).

I selve riaa'n kan det hende du får variasjoner pga variasjoner i BE spenningen på Q15 og Q17 slik at R8 eller R9 da pleier å gjøres variable.
Ett alternativ er å dobble verdien på motstandene samt diodekople en komplementær til Q15 og Q17 i serie med disses emitter, for nettop å forsøke å gjøre disse mere lik enn komplementære vanligvis er. De4t går nok litt utover støyen, men kan være vært å se litt på.

Hei,
sist jeg testet verdier for C1 så var regulatoren ustabil ved 100pF, og stabil ved 1 nF (den er fortsatt stabil uten at jeg husker hva som har skjedd i mellomtiden). Jeg har ikke utforsket dette nøye, men livet er enklest på den sikre siden.

Strømbegrensningen er er først og fremst valgt av hensynt til utgangstransistoren i reguleringen, og ikke av hensyn til strømbehovet i RIAAen, den er forøvrig ikke fininnstillt, jeg har kun sjekket ut at den ikke reduserer ytelsen i reguleringen i nevneverdig grad. Om den virker som kaffekoker så kan den i det minste brukes til noe.

Hmm det er buffertrinent du viser til?!
Justerbar bias er sikkert fornuftig. Hvor stort reguleringsområde vil jeg ha behov for i praksis? (dvs for å være på den sikre siden) Støyen i dette trinnet er ikke kritisk ift. det totale designet, så litt mer støy er ikke noe problem. Jeg får gruble litt videre på dette. Simulert DC på utgangen er forøvrig ca 15-20m V. Jeg antar at jeg kommer til å ta utgangsssignalet fra bufferen som referanse til DC-servoen til mellomtrinnet.

mvh
KJ

PS jøssenavn 1900 og snart 20 visninger ...

 

[KJ]

Testing, testning, testing, en , to , en, to, en, to ...
Jeg har i det følgende kun testet for ripple undertrykking og støy, utslagene for støy har i stort vært mindre enn for ripple - dvs. stortsett irrelevant.

...Du kan jo øke tilbakekoplingen i strømforsyningen ved å redusere behovet for "basis-sving" på Q6 med (680/780). Det er ikke allverden, og bare litt. Antakelig med lite utslag.

How to: R6 flyttes til kolektor fra basis på Q6. T1 byttes med sin komplementære (T2 ?) dvs kombinasjonen Q&, T1 omgjøres fra emitterfølger(darlington) til kaskomp (kalt forbedret darlington).

Komplementær feedback på utgangen gir det jeg nå har testet ingen virkninger under 1 MHz, og kunn marginale virkninger i området over 10 MHz, og jeg får litt større antyninger til HF/RF resonans rett under 100MHz.

Hehe din luring; kvasi paralell regulering.... med så lav verdi på R1 får du en god posjon Zener-regulering med D2 og R1 som dominerende, sammen med regulatoren utgjør det den sammlede regulering. Betraktet fra utgangens side blir disse da som paralell å betrakte, det hjelper jo en god del på støy......

Har du forsøkt bytte R1 med tilsvarende R2Q2 (strømgenerator) for å ta bort zenereffekten ( den passive med noe støyende regulering ), Zener regulering er paralell regulering, hvor den støy som ligger over zener er like med støyen over lasten.

Med en ideell strømkilde til erstatning for R1 gir kun marginale virkninger, høyt oppe i frekvensområdet. En 1 nF kondis over R1 gir en litt slakkere knekk i ripple undertrykkingen ved 100 MHz, ingen virkninger av større verdi på C1 (opp til 1F bare for å være helt sikker). Variasjoner i R1 har ellers kun marginal betydning.

Jeg ville nok forsøkt med en lavere verdi på C1 for å få aktiv regulering i audiobandet i større grad.
Dersom man betrakter det som om C1 lades opp via strømgeneratoren R2Q2. Det er liksom regulatorens justeringshastighet. kjappere regulering kan ha sine fordeler og ulemper, forutsettingen er at det er stabilt, og hær ser det ut til å være millioner å gå på.
På den annen side hjelper en stor C1 til å redusere den dynamiske variasjon i den ene retning kraftig sammen med Q4.

Som nevnt C1 på 100 pF så er reguleringen ustabil ved 100 MHz, den blir tilsynelatende stabil ved 470 pF, og simulerer i alle disipliner jeg har testet helt stabilt ved 1 nF. Forskjellene i ytelse under 1 MHz er i alle tilfeller uvesentlige (knap synlige/identifiserbare).

Den enkelt komponent som tilsynelatende er mest dominerende for ytelsen er verdien på R3. Lavere verdier på R3 gir bedre ytelse på særlig støy, men også bedre på ripple i områet over 10 MHz. Ulempen er at effektavsetningen i Q3 øker tilsvarendemen forbedringen i ytelse er ikke så stor at det gjør noe. For å forenkle logistikken tror jeg at jeg setter R1, R2, R3 & R6 = 100 ohm

mvh
KJ

To be continued

 

[KJ]

....
I selve riaa'n kan det hende du får variasjoner pga variasjoner i BE spenningen på Q15 og Q17 slik at R8 eller R9 da pleier å gjøres variable.
Ett alternativ er å dobble verdien på motstandene samt diodekople en komplementær til Q15 og Q17 i serie med disses emitter, for nettop å forsøke å gjøre disse mere lik enn komplementære vanligvis er. De4t går nok litt utover støyen, men kan være vært å se litt på.

Merkelige greier, med komplementære diodekoblede transistorer i biaskretsen til bufferen, så bytte Dc ut fortegn og blei over dobbelt så høy, fra +15 mV til -38 mV??? Totalstøy ble faktisk marginalt forbedret, fra 1,323 uV til 1,314 uV med 20 KHz båndbredde. Viktigere, om av mer akademisk karakter, så ble 2. harmoniske redusert. I en IMD-simulering ble differenstonen mellom 10 og 11 KHz (dvs 1 KHz) redusert fra litt over -140 dBV til ca -150 dBV, noe av det samme skjedde med de harmoniske komponentene ved 20, 21 og 22 KHz, om en i litt mindre grad, den høyeste er 21 KHz som ligger rett over -140 dBV. 3. harmoniske ble uforandret (dvs de samme skjørtekantene ved 9 og 12 KHz, og harmoniske komponenter ved 30, 31, 32 og 33 KHz). All forvregning i IMD simuleringen ligger under -130dBV ved 2 V (RMS) ut i 10K ohm, i høyeste grad akademisk. Tallene over viser til simulering uten støy, det simulerte støygulvet ligger forøvrig rundt -140 dBV.

mvh
KJ
Diletant

 

[KJ]

DIY RIAA - PSU - Bagateller - revisjon 2

Hei,
jeg har nevnte tidligere, og jeg er nesten helt sikker på at jeg kommer til å nevne det igjen: datasimuleringer inviterer til dilletanteri. Jeg kikket innom hjemmesiden til Per-Anders Sjöström som har en del DIY-audio ting liggende på nett. Kikket bl.a. på de spenningsregulatorer han har laget ... kaboom ... kaskodekobling av spenningsregulering hørtes ut som en briliant ide!

Som sagt så gjort. En enkel 7805 regulator som pre-regulator i tillegg til det eksisterende. 7805 er koblet med sin GND terminal til utgangen på regulatoren, slik at spenningsfallet over Q1 i regulatoren alltid er 5 V. Resultat, oppretholdet den utsøkte støyytelsen, forbedret ripple undertrykkelse med drøyt 40 dB, marginalt forbedret lastregulering (ca 10 dB), «gratis» kortsluttningsbeskyttelse og, viktigere, temeperatur beskyttelse, samt færre bekymringer om at transistorene holder seg innenfor SOA (safe operating area). Ulempene er bortsett fra et par kroner ekstra, er behov for høyere innput spenning (minimum 7 V over output), og behov for å beskytte 7805 mot spenninger over 35 V (som er maksimum inngangsspenning). Jeg antar at spenningsbeskyttelse med noen paralellkoblede zenerdioder vil være tilstrekkelig.

Vedlagt følger lett revidert kretsskjema. Vedlagt følger også en FFT analyse over hvordan ytelsen ser ut med 50Hz vekselspenning som input, merk støygulvet ligger på litt under 1 nV (-180dbV!), og ikke en eneste forvregningskomponent fra vekselspenningen, kun støy, som her utgjør totalt omlag 46 nV (BW er 26K Hz), med 27 VDC ut så kan man kalle det et S/N forhold - 175 dB, jeg kan ikke si å ha hørt om spenningsregulatorer som spesifiserer S/N. Vedlagt følger også en graf som viser rippleundertrykkelse (blå kurve) som funksjon av frekvens i dbV (akse Y2), lastregulering ved +/- 10 mA (blå kurve) som funksjon av frekvens i dBV (akse Y2); og utput støy i V/sqrt(Hz) som funksjon av frekvens (akse Y1). Det er ikke så mye å krangle om her, og for å gjenta meg selv, det skal bli interessant å se hvor lang veien fra teori til praksis blir.

Er det forresten noen som vet hvor følsomme 7805 typene er for overspenning?

mvh
KJ

 

[Ronny D]

Jeg er ganske overbevist om at eventuelle tidligere svigninger i forsyningen kom pga forsterkningen i tilbakekopling via Q4. Det ville da være naturlig C1 var plassert base kolektor på Q4. Uten at jeg har gjort noen analyse på kretsen din.

Edit:
Q3 er en kaskode, da er det ikke uvanlig at C1 deles slik at den har både den pos du har beskrevet og Q4 bk da som C1= Cx1+Cx2 om du forstår.

En liten ting til, en motstand som er stor i serie med en transistor basis er ikke særlig gunstig ettersom strømforsterkningen er tempraturavhengig. Jeg ville vurdere halvering motstanden mellom base på Q3 og D2 for å redusere temperatur effekter.

Ville sette pris på noen kommentarer hær:
Jeg har lekt litt med ett inngangstrinn som har likheter med din riaa.
Nå er denne heller ikke ment å være belastet som den er, og er ment som inngang og spenningsforstekrende ledd i ett 'slutt trinn'. Men har noen finesser som kretsmessig kan være ideskapende. NB ingen dypere analyse gjort hær, funksjon's simulering thats it.
Differensialforsterkningen er laget med flere knekkpunkter Klasse A og B områder Så er det gjort forsøk på strømspeil i en symetrisk krets, det er ikke mulig å få tomgangs-stabilt. Her er en løsning som er stabilisert med strømtilbakekopling for å få ett tilnermet strømspeil til å drive Q11 og Q16.

 

[KJ]

Jeg er ganske overbevist om at eventuelle tidligere svigninger i forsyningen kom pga forsterkningen i tilbakekopling via Q4. Det ville da være naturlig C1 var plassert base kolektor på Q4. Uten at jeg har gjort noen analyse på kretsen din.

Edit:
Q3 er en kaskode, da er det ikke uvanlig at C1 deles slik at den har både den pos du har beskrevet og Q4 bk da som C1= Cx1+Cx2 om du forstår.

En liten ting til, en motstand som er stor i serie med en transistor basis er ikke særlig gunstig ettersom strømforsterkningen er tempraturavhengig. Jeg ville vurdere halvering motstanden mellom base på Q3 og D2 for å redusere temperatur effekter.
...

Hei,
takk for inspill, jeg har nå testet ulike koblinger/kombinasjoner/varianter av C1 på regulatoren. Den oprinnelige koblingen og verdien (1nF) er den jeg synes gir best kombinasjon av LF regulering og HF stabilitet. Ang. basemotstanden på Q3 så ligger jeg å vipper mellom verdier i området 1K til 10K Ohm. Temperaturstabilitet er ikke alfa og omega, så lenge den ikke løper løpsk, dvs. så lenge spenningen er rimelig stabil og symetrisk rundt +/- 27V, og ikke blir høyere en +/-30 V

Ville sette pris på noen kommentarer hær:
Jeg har lekt litt med ett inngangstrinn som har likheter med din riaa.
Nå er denne heller ikke ment å være belastet som den er, og er ment som inngang og spenningsforstekrende ledd i ett 'slutt trinn'. Men har noen finesser som kretsmessig kan være ideskapende. NB ingen dypere analyse gjort hær, funksjon's simulering thats it.
Differensialforsterkningen er laget med flere knekkpunkter Klasse A og B områder Så er det gjort forsøk på strømspeil i en symetrisk krets, det er ikke mulig å få tomgangs-stabilt. Her er en løsning som er stabilisert med strømtilbakekopling for å få ett tilnermet strømspeil til å drive Q11 og Q16.

Hva, skal du kuppe tråden min ? .. neida det går greit.
Har kikket litt på den, og jeg er ikke helt sikker på om jeg har forstått den. Den er djævelsk kilen på komponentverdier m.v. Det kan virke som transistorene krangler litt om hva som skal være arbeidspunktet. Lekte litt rundt og fant at det var fordelaktig å skille ut kaskodekoblingene og bias delene av kretsen for å rendyrke disse. Den vedlagte varianten ser ut til å være rimelig stabil, den kunne ha godt av en del optimalisering +++ Jeg ville muligens ha vurdert å flytte Q21 og Q22 ut av utgangstrinnet, slik at disse utgjør en mer tradisjonell aktiv last for Q3 og Q18, jf. Q2/Q1/R2 og Q17/Q19/R25. Det kan være vanskelig å realisere spenningsreferansen til kaskodekoblingen slik den er gjort i svedlagte skjema, den kan evt. endres fra flytende til jordreferanse.

mvh
KJ

 

[KJ]

Du store alstyrels, 2085 visninger, skal si denne strengen er over forventning populær. Jeg legger til grunn i min envishet at de ikke er markedsføringen i tittelen som trekker opp visningene, og langt mindre min egen vingling fram og tilbake. Jeg vil tro at det er noen som lurer på om jeg bare skal fortsette med teknisk/teoretisk tørrprat, eller om det skal komme noe materielt og matnyttig ut av dette. Målsetningen er materiell om ikke matnytting, men før det kommer noe materielt ut av dette, så skal jeg være trygg på at jeg har teorien på plass +++ det er enda et stykke igjen å gå.

Så over til dagens tema - inngangstrinn.
Vedlagt følger et revidert inngangstrinn. Trinnet er som tidligere reelt sett kun et strømspeil med lav inngangsimpedans og høy utgangsimpedans. Forsterkningen i trinnet er avhengig av kildeimpedansen i pickup i forhold til belastningsimpedansen på utgangen av strømspeilet, RC netverket R28, R33, R36, R37 C1 og C10. R36 og R37 tar seg av utflatingen av frekvensen ved ca 50 KHz iht. Neumann sine «garantibestemmelser» for skjærehodene til gravering av masterplater, mens R28, R33 i kombinasjon med C1 og C10 tar seg av dempingen av frekvenser over 2 122 Hz iht RIAA specen. Forsterkningen i trinnet slik det framstår er litt under 1000X (dvs litt under 60 dB) ved 1 KHz. Simulert signal støyforhold for trinnet er noe optimistisk på ca 86 dB, 20 KHz BW og uvektet (inkl. kildeimpedansen til pickup på 6 ohm) ved et utgangsnivå på omlag 450 mV. Bortsett fra noe småtteri er det gjort en liten justering av strømspeilene, sammenliknet med tidligere. Målet har vært å gjøre funksjonen i strømspeilene mer uavhengig av arbeidstemperatur/temperaturvariasjoner i transistorene. Ettersom utgangstransistorene ligger på 2/3 av maksimal effektavsetting (de ligger rett under 300 mW), så vil disse transistorene blir relativt varme, i motsetning til de andre transistorene i strømspeilet. Dene forskjellen i arbeidstemperatur vil i et tradisjonelt strømspel redusere dets ytelse nokså kraftig, trur eg. De nye strømspeilene skal som antydet etter sigende ha bedre linearitet ved høyere effektavsetning i utgangstransistorene, enn de gamle. Det har dessuten bedre linearitet uten at varme er tatt med i betraktingen også, særlig 2. harmoniske er betraktelig redusert.

I kretssjemaet er det tatt med en «pre-emphasis» krets for å simulere HF responsen fra pickup/vinyl, slik at frekvenslineariteten inkl. frekvenskorreksjon i trinnet kan simuleres uten alt for mye mikkmakk. Vedlagt følger en graf som viser frekvensresponsen i trinnet (ink. pre-emphasis), grafen er i dBV, og spenner over 2 dB vertikalt. Den grønne kruven viser frekvensresponsen for en teoretisk pickup uten kildeinduktans, som vi ser er fekvensresponsen ganske flat, avrullingen nedover skyldes DC servoene, avrullingen oppover er kun forårsaket av frekvensreposnsen i selve strømspeilet (++), jeg vurderer å begrense responens over 1 MHz. Jeg diltet innom hjemesidene til Dynavector, og til min store «overraskelse» så jeg at de oppgir selvindukjson for generatoren i noen av pikupene sine (se topp modellene, der hvor denne er spesifisert er den angitt til 18 micro Henry. Dette er forsåvidt en opplysning jeg ikke burde ha blitt overrasket over, ettersom generatoren består av spoler, men like fullt jeg har ikke sett andre produsenter av lavimpedante MC-pickuper oppgi kildeinduksjon som spec. Den blå kurven viser frekvensgangen med 18 µH i klideinduksjon, frekvensgangen opp til 20 KHz er mer eller mindre intakt, men over dette ramler den fort av. Jeg har skrevet en epost til Mono, med en sær forespørsel om «typiske» verdier for selvinduksjon i lavimpedante pickuper, jeg håper de tar seg bryet med å undersøke det. For å kunne ta hensyn til selvinduksjon planlegger jeg en enkelt korreksjonskrets i «andre trinnet» i RIAAen, mer om det senere.

For å gi noen mening til begrepet forvregning følger to FFT analyser vedlagt. Begge for intermodulasjonsforvregning ved 10+11 KHz, den ene med støy og den andre uten, og begge med maks-nominell psenning inn (dvs RIAAkorigert nivå tilsvarende 500 µV ved 1 KHz, dvs + ca 13 dB). For å starte med FFTen uten støy, siden det er her forvregningen er identifiserbar, så ser vi at det ikke er noen differnstoneforvregning; dvs. trinnet har ingen 2. harmonisk forvregning av betydning, hvilket er iht. forventing for et perfekt (relatert til SPICE) balansert differensielt trinn. Skjørtekantene ved 9 og 12 KHz ligger ved ca. 1µV (dvs. -120 dBV). 3. harmoniske (frekvenskomponentene 30, 31, 32 og 33 KHz) ligger rundt 0,5 µV (dvs. ca. -126 dBV) og lavere. Ingen andre forvregningskompneneter er synlige. Sammenholdt med FFTanalysnen med støy så ser vi at det er så vidt skjørtekantene og 3. harmoniske er synlige.

Når hørte du sists om en RIAA med 100-120 dB «dynamic range»? Men som antydet, så synes jeg støyytelsen i trinnet (inkl. pickup) mistenkelig god, nærmest overoptimistisk. Hmmm. jeg lurer stadig vekk på hvor lang veien fra teori til praksis blir.

Ting som er til vurdering er høyere forsterkning, slik at inngangstrinnet sørger for all forsterkning ved 1 KHz, dvs. en total forsterkning ved 1 KHz på omlag 4000X eller 72 dB, for å evt. kunne optimalisere støy og forvregning i «2nd stage», videre er jeg ikke helt fornøy med frekvensresponsen i DC-servoene når disse oprerer med en høyere knekkfrekvens enn ca 5 Hz (de gir litt heving rett før avrullingen = stor fare for gummi-bass), jf. at jeg også ønsker å kunne bruke dem til subsonisk filter. Jeg vurderer også å redusere belastningen på de mest utsatte transistorenem, særlig utgangstransistorene.

«Neste gang» kommer et lett revidert «2nd stage», bl.a. med justerte strømspeil liknende de som er vist i inngangstrinnet.

mvh
KJ

PS håper jeg fortsatt ikke bryter hellige regler om størrelsen på vedlegg.

 

[Ultimate]

Verdt å sjekke...

Hei,
har selv bygget denne:http://www.borbelyaudio.com/eb804419.asp
Låter utrolig bra.....++lav egenstøy.
Dette er HIGH END!
Hilsen
Um8

@K.J : Ta en prat med min gode venn Erno via e-mail....
du kan skrive på Norsk.......det går fint..

 

[KJ]

Hei,
har selv bygget denne:http://www.borbelyaudio.com/eb804419.asp
Låter utrolig bra.....++lav egenstøy.
Dette er HIGH END!
Hilsen
Um8

@K.J : Ta en prat med min gode venn Erno via e-mail....
du kan skrive på Norsk.......det går fint..

Hei,
takk for innspill, jeg tror jeg har kikket innom sidene til Borbely tidligere en gang. Mye interessant stoff der. Han virker dog en tanke dogmatisk ift FETs fortreffeligheter, på den annen side så setter jeg pris på folk med sterke velbegrunnede meninger.

Det er mulig det ikke kommer klart fram av tråden, men poenget med tråden er ikke å bygge en god DIY-RIAA. Jeg har bygget RIAAen fra LC-Audio, som jeg er meget tilfreds med. Hovedpoenget med denne tråden, trur eg, er å utvikle og realisere et designkonsept for en god DIY-RIAA, jf. åpningsinlegget i tråden. Grunnlaget for dette, er at designkonseptet byr på noen løsninger/egenskaper jeg tror ikke er tilgjengelig i kommersielle RIAAer, ikke betalbare sådane ihvertfall. Teorien sålangt tyder på følgende spec.:
1) så godt som støyfri, termisk støy fra spoleresistansen i pickup blir dominerende ved 6 ohm spoleresistans,
2) meget lav forvregning, under ca. -100 dBV, ved 2V ut, kun 3. harmoniske, rimelig uavhengig av frekvens,
3) meget høy båndbredde (begrenset til ca. 1 MHz),
4) høy forsterkning (nominelt/designmålsetning 4000X/72 dB, dvs. 2 volt ut ved 500 µV inn),
5) forholdsvis mye «head room».
Som det framgår så er dette teoretisk spec. og det gjenstå å finne ut av hvor lang veien til praktisk realisering blir.

Dersom din gode venn Erno Borbely mot formodning skulle tenkes å være interessert i dette designet, så må du gjerne gi ham et vink.

mvh
KJ

 

[KJ]

Langt om lenge, og lengere enn langt om lenge ... etter vinter og ... enda ikke helt vår nei. Pokker som tida går.

Ooops 250X visninger, jeg tror jeg får prestasjonsangst snart. Eller er det det jeg har fått?

Men «forrige gang», en gang for lenge siden, så lovte jeg å komme tilbake med oppdateringer om «mellomtrinnet», aka. «2nd stage». Dette lar jeg vente litt til. Først en liten revisjon av utgangsbufferen (vedlagt).

Jeg har grublet litt over komponentvalg, logistikk etc. (kjedelige ting), og har kommet til at jeg i første omgang ønsker å forholde meg til hovedsakelig en komponentleverandør, dvs. ELFA, dvs. at transistorer fra ZETEX utgår, dvs. jeg har behov for adekvate erstatninger til både utgangsbufferen og inngangstrinnet. I løpet av eksperimenteringen rundt transistorvalg på utgangsbufferen har den forrige revisjonen vist antydninger til ustabilitet (simuleringene ville ikke kjøre med enkelte alternativer). Problemet viste seg å være knyttet til kollektor-base transistorene som henger på inn-/utgangstrasnistorene (Q8, Q10, Q13 og Q14 i forrige versjon). Siden trinnet på mange måter er et «reversert» strømspeil, så var den enkle løsningen på dette å kutte nevnte transistorer setet inn kortslutninger mellom kollektor og base på de aktuelle transistorene (Q2, Q4, Q6 og Q9). De nye transistorene jeg har falt ned på er hhv. BC368/-9 for de innerste transistorparene og BD441/-2 for de ytterste transistorparene. Fordelen med disse transistorene (sammenliknet med ZETEX) er bl.a. at de har tradisjonell innpakning, hhv. TO92 og TO126, detter gjør det enklere å montere dem «rygg mot rygg» for å bedre den termiske koblingen mellom transistorene, sammenliknet med ZETEX sine E-line innpakninger. Jeg har også satt inn et par diodekoblede BC368/-9 innerst, slik at emittermotstanden på utgangen kan reduseres uten at tomgangsstrømen skyter i været (tomgangsstrømen er nå på ca 7,8 mA i utgangstransistorene, Q2 og Q6 og omlag det samme i inngangstransistorene/FETene, Q11 og Q12, mens Q3 og Q7 kjører på det dobbelte.

Ulempen med det «forenklede» buffertrinnet er at forvrenging nå er nærmer seg en reel størrelse. Vedlagte FFT for 1 KHz, 2 Volt inn og belastet med 10 KOhm viser 2. harmoniske på ca. -120 dB, og 3. harmoniske ligger under ca -135 dB. dvs. fortsatt ikke noe særlig å bekymre seg for. Forvrengingen i trinnet øker en del opp mot 20 KHz, hvor 2. harmoniske ligger på omlag -95 dB og 3. harmoniske ligger under -100 dB, mens de øvrige ikke er noe å bry seg om. «Forsterkningen» i trinnet inn i 10 KOhm er på ca. 0,987, dvs. 2 volt inn gir 1,974 volt ut. Forvrengingen endres derimot ikke vesentlig hensyn til belastninger over 10 KOhm, forvrengingen dobbelse ved belastning på 1 KOhm (sammenliknet med 10 KOhm), og øker med lavere belastning. Båndbredden i trinnet er begrenset til ca 1,4-1,6 MHz, jf. vedlagt graf på frekvensgangen, litt avhengig av belastningskapasitans fra tilsluttet kabel +++. C2/R10 og C3/R6 er forresten satt inn for å sikre stabiliteten i trinnet, så vidt jeg kan bedømme så er trinnet nå stabilt i en hver kapasitiv belastning.

Jeg har brukt litt tid på å eksperimentere ift. «headroom»/overbelastningsmargin for RIAAen. Slik det nå ser ut så virker det som om dette er i hovedsak er begrenset av maksimalt utgangsnivå for buffertrinnet, litt avhengig av hvordan dette defineres. Dersom vi setter terskelen ved -60 dB/0,1% forvrenging (3. harmoniske) ved 1 KHz, så er maks nivå ut av buffertrinnet ca 16 volt eller 32 volt differensielt i belastninger over ca 20 KOhm, med +/- 27V i forsyningsspenning. Regnestykket ift headroom blir da forholdstallet mellom maksimalt nivå ut og nominelt nivå ut, det nominelle nivået kan velges etter eget forgodtbefinnende (innenfor rimelighetens grenser). Med designmålsetting om nominelt nivå ut på 2V så gir dette et headroom på omlag 24 dB, dersom man mot formodning skulle ha «behov» for mer headroom så må enten forsyningsspenningen økes, eller enklere nominell utgangsnivå reduseres. Dersom nominelt utgangsnivå settes til 1 dBu (dvs. 0,775V, som jeg antar er litt mer normalt for RIAAtrinn), så ender vi med en overbelastningsmargin på ca. 32 dB.

Dett var dett ... Jeg er ikke helt sikker på om jeg tørr si noe om «neste gang» ... men på programmet ligger følgende:

- en ny runde over inngangstrinnet med nye inngangstransistorer og noen oppdagelser vedr. «common mode» undertrykking;

- «mellomtrinnet» har vært lenge lovet i revidert utgave, også her med noen oppdagelser vedr. «common mode», samt nitidig tweaking av frekvensresponsen for RIAA-EQ, og noen absurde betraktninger om selvinduksjon i MC pickuper;

- begge deler er også gjenstand for noen betraktninger om DC-servo +/- rumble-filter og høypass ved 20 Hz iht IEC.

Når dette er «ferdig» (jeg er ikke helt sikker på om jeg tørr tenke tanken), så er det på kraftig overtid å avslutte dette teoretiske pusleriet, og gå over til den praktiske biten (omsider!). Jeg tar sjansen på å fikse detaljer som relestyring av valgbare EQ-parametere m.v. i den praktiske runden (men den tid den sorg).

Ærbødigst
KJ

 

[KJ]

Hei, plutselig tilbake igjen.

Dagens tema er det etterlengtede mellomtrinnet (aka. 2nd stage). Vedlagt følger skjema over siste revisjon. Strømspeilet er nå likt med det jeg presenterte i siste revisjon av inngangstrinnet. Skjemaet omfatter forenklede modeller av nesten hele RIAA trinnet:

- Pickupen er modellert ved Spenningskilden V3 (nominelt 500 µV ved 1 KHz); filterfunksjonen LAP7 som simulerer innspilt nivå på vinylen (dvs. RIAA for-betoning); R32 som er pickupens kildeimpedans; og L1 som er pickupens kilde induktans (mer om den senere)
- Inngangstrinnet er modellert ved R18 som er inngangsimpedansen, F1 som er strømspeilet med en strømforsterkning på om lag 0,968, R43 som er utgangsimpedansen fra inngangstrinnet; RIAA/Neuman-nettverket C5, R13/R36, R13/R33, R17/R42 og R41/R45 Nettverket tar seg av tidskonstantene/filterfrekvensene 75µS/2155Hz og ved 3,18µS/50 500Hz Nettverket har frekvensrespons iht RIAA når motstandsparene R13/R33 og R41/R45 er kortsluttet, og modifisert RIAA respons iht Neuman når disse er koblet iht. skjemaet. Støyytelsen til RIAAen er forresten også godt representert ved R18, dvs inngangsimpedansen ser ut til å være den dominerende bidragsyter til støyytelsen, og gir støy tilsvarende termisk støy fra 3 ohm.
- Utgangstrinnet er modellert ved C6/R58 , C9/R59, LAP2 og LAP 3 (som er en forenklet modell av selve buffertrinnene, dvs. det er kun en tilnærming til frekvensresponsen), R45/C4 og R56/C2 som representerer belastningen i etterfølgende kabel og inngangsimpedansen i etterfølgende preamp (++). E1 er der kun av hensyn til simuleringene.
- DC servoene til mellomtrinnet/utgangstrinnet er modellert ved LAP 1, LAP 4, LAP 5 og LAP 6 med omkringliggende komponenter. LAPene er forenklede modeller av aktuelle OPAMPER (LT 1057/-58) som kun tar hensyn til forsterkning og frekvensrespons.
- LAP 8 (dvs. det er en OPAMP, her OPA134 eller AD825) og R37/33 er en «common mode servo», en «morsom» liten sak, mer om den litt senere.

Trinnet har omlag 3.5X forsterking (nominelt ved 1 KHz). Forsterkingen er omvent proporsjonal med R1, øke R1 og forsterkingen går ned, redusere R1 og forsterkingen går opp. I kretskort designet planlegger jeg å gjøre plass til en HEX-vender/bryter slik at forsterkingen kan velges i 16 nivåer ved ulike kombinasjoner av 4+1 passende motstander. Totalt sett har trinnet en forvrenging hvor 3. harmoniske ligger komfortabelt under -100 dB ved et nominelt utgangsnivå på 2 V, uten andre forvrengingskomponenter av betydning (differensielt). Forvrengingen er rimelig uavhengig av frekvens. Maksimalt utgangsnivå fra trinnet (ved maks 0,1 % forvrenging) er om lag 32-35 volt (dvs. mye mer enn nok).

Vedlagt følger to grafer over frekvensresponsen. Grafene er representative for frekvensresponsen fra hele RIAA-trinnet. Den første grafen «BalOTAjFET v02 nomfrek.jpg» viser trinnets nominelle frekvensrespons (dvs. med nominelle verdier på frekvensbestemmende motstander og kondensatorer). Den røde kurven viser frekvensresponsen «uten ytre påvirkning». Det ser da ikke så gale ut. Litt salrygget med antydning til loudness. Merk dog den vertikale skalaen/oppløsningen, fra 5,9 dBV til 5,95 dBV. Ikke mye til loudness der i gården nei. Nominelt kan frekvensavviket i området 20Hz- til 20 KHz spesifiseres til +/- 0,005 dB. Så synd at passende motstander og kondensatorer vanligvis kun er tilgjengelige som 1% komponenter, litt mer om det etterpå. Frekvensresponsen (-3dB) er her fra 0,9 Hz til 676 KHz. Den grønne kurven viser hva som skjer når man kobler til en reell pickup fra Dynavector sin beste serie. Dynavector spesifiserer sine beste low-output MC pickuper med en kilde induksjon på 18 µH. Denne kilde induksjonen i kombinasjon med kilderesistans og inngangs resistans (+/- kabler) gir et førsteordens lavpassfilter med –3dB på kun 79 KHz. Riktig nok gir det kun ca. -0,35 dB ved 20 KHz, så det er ikke noe å rope seg hes etter, men like vel. Dette «problemet» kan håndteres ved å sette inn et passende RC-ledd over R1, dvs. C12/R66, og øvre grense for frekvensresponsen er nå på 196 KHz, mens nivået ikke faller av før 20KHz. Siden de færreste produsenter av pickuper oppgir kildeinduksjon, er denne problemstillingen imidlertid vanskelig å håndtere (ta høyde for). Jeg har forespurt Mono om de kunne undersøke med Ortofon om hva som kan benyttes som «typiske» verdier (dvs. designforutsetninger). Mono ønsket imidlertid ikke å videreformidle forespørselen (jeg har full forståelse for at de ikke ønsker å bruke tid på slikt). Dersom det mot formodning er noen her på forumet som sitter med slike opplysninger vil jeg sette veldig stor pris på om jeg kan gjøre meg nytte av dem.

Den andre grafen over frekvensrespons «BalOTAjFET v02 frekavvik.jpg», viser spredningen i frekvensrespons/avvik (grøn kurve), som følge av å bruke reelle komponenter med std. toleranser på 1%. Grafen viser kun variasjon som følge av toleransen i frekvensbestemmende komponenter, den røde kurven viser den nominelle frekvensresponsen (tilsv. blå kurve i forrige graf). Avviket i frekvensresponsen i det ferdige RIAA-trinne kan med andre ord komfortabelt spesifiseres som innenfor +/- 0,1dB fra 10Hz til 30 KHz, de som evt. har tilgang til, eller kan/gidder å måle komponenter til 0.1% toleranse vil kunne legge til en null mellom komma og ettallet for frekvensområdet 20Hz til 20KHz.

Frekvensgrafene viser ingen ting om valgbare LF filtre, av den enkle og kjedelige grunn hat jeg ikke har fått disse til å virke tilfredsstillende. Planen var å bruke DC-servoene til dette. Ved å sette to kondiser og et rele i tilbakekoblingen til servoen (OPAMPEN), slik at releet valgte mellom en eller to kondiser i feedbacksløyfa, så kunne dette i teorien benyttes til valgbare LF filter. Planen var at DC-servoen her skulle ta seg av det valgbare IEC filteret ved 20 Hz. Problemet er at på samtlige måter jeg har prøvd å koble inn DC-servoene på, så har de direkte påvirket funksjonen i RIAA-nettverket, slik at variabel filterfunksjon i DC-servoen påvirket dimensjoneringen av RIAA-netverket. Den eneste koblingen av DC-servo som ikke ga dette utslaget var en ettpunktsservo på utgangen, en slik servo ville imidlertid (slik utgangen ser ut nå) få helt umulige arbeidsvilkår. Så dette får jeg enten gi opp eller returnere til tenkeboksen, med mindre … Gode forslag mottas med stor takk.

Så over til ett tema som er noe av grunnen til at nettaktivitetet på prosjektet mitt har vært fraværende siden den-gang-da-forrige-gang. Eksistensgrunnlaget til en differensiell forsterker kan i korthet oppsummeres i undertrykking av common mode (CMRR, dvs undertrykking av spenninger/signaler som opptrer med samme polaritet i både den negative positive delen av signalveien, dette omfatter bl.a. innstrålt støy, noe av egenstøyen og harmonisk forvrenging av lik orden). Kort og brutalt, kan en forsterker ikke undertrykke common mode, så er de få grunner til at den skal være differensiell. Jeg har tidligere antydet at jeg ikke har eksperimentert fryktelig mye med dette, men litt, men ikke nok. Følgende presenteres med et enda større forbehold om at jeg heller ikke forstår denne problematikken i alt for stor utstrekning. Vedlagte graf «BalOTAjFET v02 CMRR.JPG» viser simulert common-mode-ytelse for mellomtrinnet. Alle simuleringen er gjort med motstander og kondensatorer i std. toleranse på 1%, med unntak av emittermotstandene til transistorene i strømspeilet (R7, R8, R9, R10, R20, R21 og R30) som bør matches til bedre enn 0,1%, disse er så lang jeg har funnet ut de som har størst betydning for CMRR. Den røde kurven viser CMRR for «2nd stage» uten optimalisering eller viderverdigheter. Første gang jeg så denne grafen, og det gikk oppfor meg at den muligens innebar større grad av riktighet enn tidligere eksperimenter over temaet, så fikke jeg regelrett noia, CMRR over/dårligere enn - 60 dB er ikke noe å skrive hjem om. Noko måtte gjerast. Etter noe grubling, og et godt stykke ute i julelektyra (The art of Electronics, av Paul Horowitz og Winfield Hill, Camebridge University press, anbefales om ikke for sine literære kvaliteter), så kom løsningen: CMR-servo. Her i form av LAP 8 sammen med R37 og R47 og RIAA-nettverket, nesten midt i skjemaet. LAP 8 representerer en FET OPAMP med høyest mulig open loop forsterkning og (viktigere) open loop båndbredde). Av OPAMPER fra ELFA har jeg kommet til at OPA134 er et godt alternativ (OPA627 er ikke særlig bedre), AD825 er et bedre alternativ over ca 10 KHz. Den grønne kurven vise CMRR med OPA134 som CMRR-servo, og den blå kurven viser AD825 som CMR-servo. Med AD825 kan trinnet spesifiseres med CMRR på bedre enn -80dB under 20 KHz, hvilket er tålig bra. Sammenliknet før og etter CMR-servo, så er forbedringen ved 1 KHz på 60 dB som jeg finner tilfredsstillende. Hva er det så denne servoen gjør?, Den viktigste jobben er å holde RIAA-nettverket med et virtuelt jordpunkt. Den avleser spenningen fra spenningsdeleren R37/R47. Spenningen her er ideelt sett lik null (jord), den spenningen som opptrer her er i common mode i forhold til signalet. Servoen inverterer denne og utsetter den for open-loop-forsterking og forer denne tilbake til RIAA-nettverket, dvs det er en form for aktiv negativ tilbake kobling av common mode signaler/støy.

Hmmm … da tror jeg ikke det var så meget mer i denne vendinga.

Mvh
KJ

 

[KJ]

Hmmm ... det ser ut til at jeg har justert litt på PSU designet, ift. det jeg har presentert tidligere. Vedlagt følger revidert skjema over den positive siden av regulatoren (den negative er «identisk», bortsett fra polaritet selvfølgelig, og yter omtrent likt). Endringer ift. forrige gang består av to hovedelementer:

1) overspenningsbeskyttelse av 7805 preregulatoren ved hjelp av Q7, R10, D2/D7 og C6 (R13 er der kun for å simulere ESR i C6). 7805-regulatorene er normalt spesifisert til maksimalt 35 vol inngangsspenning. Overspenningsbeskyttelsen er en simpel zenerbasert regulator. Den vil fungerer som regulator ved oppstart (under lading av el-lyttene), og ved evt. kortslutning. Normalt vil zenerdioden(e) dog ikke være i funksjon, og Q7 sammen med R10 og C6 vil fungere som en gyrator, dvs et aktivt førsteordens lavpass-filter for forsyningsspenningen, tidskonstanten er 0,1 sekund så gyratoren vil sørge for en tilsvarende mykstart av den etterfølgende elektronikk.

2) Zenerdioden på «regulator-siden» er tatt bort, og erstattet med en motstand (R1) og et trimpotmeter (VR1). Etter litt fundering over hvordan regulatoren egentlig virker har jeg kommet til at zener dioden egentlig var overflødig. Ulempene med regulatoren er mangel på absolutt presisjon og relativt dårlig temperaturstabilitet. Så lenge disse likevel holdes innenfor rimelighetens grenser, så er det egentlig uvesentlige parametere, rippelundertrykking, støy og linjeregulering er viktigere parametere ift. RIAA-trinnet.

Jeg har også justert litt på strømbegrensningen (R7 og Q5) ved å legge til et lite foldback nettverk (R15 og R16). Foldback nettverket reduserer strømen ved kortslutning med en faktor på 3 sammenliknet med maksimal «arbeidsstrøm» som er begrenset til omlag 1,1 ampere. Den teoretiske ytelsen på dette trinnet er fortsatt upåklagelig, den vedlagte frekvensanalysen opp til 1 MHz viser rippelundertrykking i rød kurve (dB-skala), støy i grønkurve (V/rtHz) og lastregulering ved +/- 10 mA i blå kurve (dB skala) Rippelundertrykkingen er såpass lav at det i de fleste tilfeller vil være støyen som dominerer. Total støy innenfor 1 MHz er ca. 200 nV (dvs ca -134 dBV), og ca 30 nV (-150 dBV) i audioområdet under 20 KHz. Lastreguleringen ligger på omlag -140 dBV i audioområdet, dette tilsvarer en «dynamisk» utgangsimpedans på ca. 10 µOhm. Dvs. at den faktiske ytelsen til denne regulatoren i praksis vil være begrenset av implementeringen og parasittiske egenskaper/parametere ved denne.

mvh
KJ