Den ultimative DIY RIAA!?

[Ronny D]

OTA or not, morsomt. Operasjons transkonduktans amplifier.
transkonduktans er ledningsevne dvs 1/Ohm. strøm inn er lik strøm ut ideelt. selvfølgelig dersom referansen moduleres vil 'emitteren' drive kilden. Jo jeg her ingen problemer med å at forvirringen oppstår. Jeg og en kolega kikka på opa 660 i forb med D/A omvandling og muligheten for forbedring av filterering for en tid tilbake, det er både og...
uansett er det en "mindre detalj.

ang funksjonen omkring j-fet ( ikke for å endre emnet, men fordi du ikke var helt sikker på bruken ) så kan den betraktes som en fet med negativ gate spenning, eller en ideell transistor med base emitterspenning ikke 0.6 , men -0.1- 0.3v alt avh av type etc. hær ca -260 mv
ang opa 660 jo den er interessant i det øvre området, men man finner lett andre alternativer som har bedre data mtp støy i den nedre del av audio-området. alikevell viste j-fet innganger har betydelig lavere støy enn opa 660 innen audioområdet.
At man blir forvirret er ikke rart i det hele.

 

[Ronny D]

hær har jeg ikke brydd meg med riaa verdiene, riaa korigering med : C1, C2, C3, C4, R14, R20, R29, R30, R37, R38

passe tomgangsstrømmer og overholdelse av prinsipp er vel ett poeng.

edit:
dc servo eller seriekondensator på utgangen er en avveining.
jo jeg har noen j-fets

mvh

 

[Ronny D]

Litt ryddigere , og med høy inngangsimpedans.

NB! gainsetting resistans R58 bestemmes av pickupens følsomhet.

Ingangen her minner litt om tidlig mark levinson , jc-3 er kjent for andre.

dc servoene er satt litt høyt i frekvens for også å virke som rumble filter.

mvh

 

[KJ]

Hei,
nå er på tide (overtid?) å krype ut av tenkeboksen i gjen. Her er et oppdatert design til inngangstrinn til mitt utopiske DIY-RIAA-prosjekt, nå med komponentverdier. Beklager den dårlige visuelle kvaliteten å skjemaet - SIMETRIX eksporterer noen råtne skjema-filer, beklager også de noe rotete komponentreferansene.

Trinnet er som nevnt løst basert på MC-stepupen fra LC-audio, som igjen er basert på et design fra W. Marshal Leach Jr. og opprinnelig publisert i Audio Magazine i 1978. Trinnet har som forklart tidligere en strøminngang, i motsetning til de fleste liknende forsterker trinn, dvs. at pickupen (low ouput MC) nesten blir kortsluttet, inngangsimpedansen ligger på omlag 1 ohm. Såpass lav inngangsimpedans burde tilsi bl.a. svært lav følsomhet for innstrålt støy, som er en viktig designmålsetning.

Strømmen fra pickupen (nominell utgangsspenning dividert på kildeimpedans) blir omsatt i strømspeilene og av satt over RIAA netverket. Strømen igjenom RIAA-netverekt gir en «spenningsforterkning» og frekvenskorreksjon (her for hhv 50,05 Hz og 500,5 Hz). Komponentverdiene i RIAA netverket for 50,05 Hz (R28 og R33) er noe høyere enn det matematisk riktige (som er 10x R23 og R31), på grunn av utgangsimpedansen til strømspeilet. «Forsterkningen» i nettverket er på i undekant av 1000X ved 1kHz med en kildeimpedans i pickup på 6 ohm, og omlag 20dB høyere ved 20Hz. (Neste forsterker trinn vil ta seg av RIAA equalizing ved 2122 Hz og 50,05 KHz).

Jeg har brukt litt tid på å finne ut av hvilke transistorer som burde benyttes i dette designet, særlig i selve inngangen Q4, Q13, Q14, Q16, Q17 og Q19. Jeg har kommet over noen switch transistorer fra britiske Zetex ZTX618/718, som er «tilgjengelige» igjennom Farnell.com. Disse utmerker seg med forholdsvis høy spec for strøm og effekt i forhold til innpakningen (e-line som er litt mindre enn TO92). Viktigere i denne sammenheng er at de raklameres å ha lav ekvivalent på motstand (R sat, på ca 35 mOhm), lav Base-Emitter motstand (R be) og lav Base-spredningsmotstand (R bb). Så vidt jeg har kommet fram til vil dette kunne resultere i svært lav inngangsstøy. Simuleringene på kretsen antyder noe under 0,5 nV/sqrt(Hz) (mer presist omlag 0,39 nV), og at denne støyen i stor grad skyldes strømstøy over kildeimpedansen til pickupen (jeg har brukt 6 ohm ved simuleringene, ved 1,5 ohm i generatorimpedans i pickupen, jf. enkelte Ortofon SPU-modeller, er simulert støy på under 0,2 nV). Utgangsstøyen fra trinnet er helt og holdent bestemt av inngangsstøy multiplissert med forsterkningen, de påfølgende «forsterkertrinn» får den enkle oppgaven om å bidra med mindre inngangsstøy enn dette trinnets utgangsstøy. Jeg har imidlertid litt problemer med å omsette disse støy tallene (type nV/sqrt(Hz)) til signal støyforhold som jeg må innrømme er noe enklere å forstå. I simuleringene er trinnet lineært opp til 1 MHz, og jeg har ikke vært i stand til å identifisere forvregning.

Kretsene rundt E1, E3, E4 og E5 fungerer som DC-servoer (min demo versjon av SIMETRIX har begrensninger på antall noder, så jeg får ikke kjørt simuleringer med disse spenningskildene representert ved vanlige OPAMPER, de kan likevel betraktes som ideelle OPAMPER). Jeg vurderer å legge till en valgfri korreksjon for 20 Hz iht. IEC-normen (med vippebryter og rele) rundt disse DC-servoene. Servoene er forøvrig lagt til fordi trinnet uten servoer har forholdsvis høy DC-nivå på utgangen (common mode), og for å eksperimentere med arbeidsbetingelser og innkoblingspunkt for disse.

Trinnet har ingen DC-på inngangen av betydning. Det kjører forøvgrig med relativt høy tomgangsstrøm og forbruker nesten 4 watt slik det er gjengitt her (ikke spesielt energiøkonomisk med andre ord). Så vidt jeg kan bedømme så vil alle transistorer kjøre innenfor spec (også de som vil inngå i strømkildene). Jeg vurderer å endre forsterkning og hvor mye spenning jeg skal legge strømforsyningen på, jeg vil også se nærmere på om det lar seg gjøre å kjøre på enda høyere tomgangsstrøm. Grunnen til dette er at jeg ikke er helt sikker på om trinnet vil ha tilfredsstillende «headroom» i diskantområdet, og fordi det hittil har vært god sammenheng mellom inngangsstøy, strømforsterkning og tomgangsstrøm.

Foreløpig legger jeg til grunn at kretsen krever nøye komponentmatching (Hfe og evt. Vbe?) og at selve inngagngstrinnet vil være følsomt for variasjoner i arbeidstemperatur og bør «kobles tett» evt. støpes inn i epoxy, men jeg kan ikke si at jeg vet noe om dette.

Jeg kommer tilbake om litt et revidert forslag til neste trinn, som i STOR grad basert på forslag fra Ronny D.

Kritkk, kommentarer, forslag etc. mottas med stor takk.

mvh
KJ

 

[Ronny D]

Det er nok inngangen som er den største bidragsyter til forvrengingene skulle jeg tro. Pga at switch transistorer ikke er optimalisert omkring samme turn on point på samme måte som en slakere mere lineær ville gjøre.
Personlig ville jeg Hm.... se litt på den foreslåtte omkonfig til inngangen, den reduserer inngangsimpedansen dramatisk, samtidig som den gir "speilet" tilbakekopling.

Ulineariteten formelig velter fram fra simmuleringene på de to første kretsene. Så kommer gjensidig tilbakekopling, lett implementerbart i KJ- krets.

Men inngangen kan tilbakekoples symetrisk lokalt, på en litt sær måte, lekte litt med noe hær på morran:
Bytt ut alle 1K med strømspeilet og.... fra
DC servoen, den skulle du ha designet ett besselfilter som du ønsker, og en bryter for å veksle.

 

[KJ]

Det er nok inngangen som er den største bidragsyter til forvrengingene skulle jeg tro. Pga at switch transistorer ikke er optimalisert omkring samme turn on point på samme måte som en slakere mere lineær ville gjøre.

Hei tusen takk for innspill. Det er mulig vi snakker litt forbi hverandre, men lineariteten i trinnet slik det oppfører seg hos meg er ikke noe problem, ingen identifiserbar forvregning ned til 1 uV ved 0,0005 V inn, 0,5 V ut ved 1 KHz, og båndbredde opp mot 1 MHz. Hva som evt. skulle være «feil», hvor vidt det er simuleringsprogrammet, SPICE-modellene fra ZETEX eller noe annet vet jeg ikke. Det hadde vært fint om du (el. noen andre) hadde anledning til å verifisere simuleringene. Datablad og SPICE modeller for inngangstransistorene er forøvrig tilgjengelig her, ZTX618 og ZTX718.

Personlig ville jeg Hm.... se litt på den foreslåtte omkonfig til inngangen, den reduserer inngangsimpedansen dramatisk, samtidig som den gir "speilet" tilbakekopling.

Ulineariteten formelig velter fram fra simmuleringene på de to første kretsene. Så kommer gjensidig tilbakekopling, lett implementerbart i KJ- krets.

Men inngangen kan tilbakekoples symetrisk lokalt, på en litt sær måte, lekte litt med noe hær på morran:
Bytt ut alle 1K med strømspeilet og.... fra
DC servoen, den skulle du ha designet ett besselfilter som du ønsker, og en bryter for å veksle.

Jeg skal se litt nærmere på dette når jeg kommer hjem fra jobben.

DC-servoen slik den er implementert høys eksperimentell. Besselfilter er fortsatt en aktualitet. Jeg vil imidlertid få behov for en DC servo rundt utgangstrinnet også, så kanskje jeg nøyer meg med en 1. ordensservo på dette punktet. En 1. ordens DC-servo rundt inngangstrinnet vil antagelig (trur eg) bli enkelere å kombinere med sub-filteret iht. IEC-normen.

mvh
KJ

 

[KJ]

...
Simuleringene på kretsen antyder noe under 0,5 nV/sqrt(Hz) (mer presist omlag 0,39 nV), og at denne støyen i stor grad skyldes strømstøy over kildeimpedansen til pickupen (jeg har brukt 6 ohm ved simuleringene, ved 1,5 ohm i generatorimpedans i pickupen, jf. enkelte Ortofon SPU-modeller, er simulert støy på under 0,2 nV). Utgangsstøyen fra trinnet er helt og holdent bestemt av inngangsstøy multiplissert med forsterkningen, de påfølgende «forsterkertrinn» får den enkle oppgaven om å bidra med mindre inngangsstøy enn dette trinnets utgangsstøy. Jeg har imidlertid litt problemer med å omsette disse støy tallene (type nV/sqrt(Hz)) til signal støyforhold som jeg må innrømme er noe enklere å forstå. I simuleringene er trinnet lineært opp til 1 MHz, og jeg har ikke vært i stand til å identifisere forvregning.
...

Her er tre filer som viser simulert ytelse for inngangstrinnet. slik det nå ser ut. MERK: grafikken vises med sort bakgrunn i min nettleser, når grafikken åpnes i eget vindu vises den med riktig bakgrunn, og blir lettere å lese.

Jeg kan på ingen måte si at jeg er utilfreds med simulert ytelse, heller det motsatte, og i den grad at jeg er overbevist om at simuleringen ikke viser hele historien, eller for den saks skyld kan være direkte feil. Bare for å gi en sammenlikning med AD797 fra anlog devices (den ansees vel for benchmark mht OPAMPER med lav støy), med noen lunde tilsvarende kilde og forsterkning (dog single ended): denne produserer rett i overkant av 1 nV/sqrt(Hz) i inngangsstøy og en båndbredde på litt over 50 KHz. Hmmm.

... Bare tygg på det:
- en forsterker for lavnivå signaler,
- designet av en som ikke burde kunne dette,
- uten global motkobling
- med mellom 1000 og 10 000 ganger forsterkning
- med en båndbredde på over 1 MHz ved 1000 ganger forsterkning
- og uten synlig forvregning ???
... Det høres ikke spesielt sannsynlig ut.

Så derfor over til aktuelle problemstillinger: Hvilke faktorer er det SPICE/SIMETRIX ikke tar hensyn til eller tar lett på? (f.eks. temperatur, forutsetter perfekt komponentmatching ++) Hvordan slår dette evt. ut i ytelse? Hvordan gå fram for å analysere hvor følsom designet er for komponentmatching mv.? +++?

Dersom simuleringene mot formodning skulle ha noen sammenheng med hva som er realistisk å oppnå i virkeligheten, ja så er det vel nesten bare å sette igang med kretsutlegget og PCB-design.

mvh
KJ

 

[KJ]

Hei,
jeg lovet å komme snarlig tilbake til oppdatert inngangstrin basert i STOR grad på innspill fra Ronny D, så vedlagt følger en revidert skisse til OTA (eller noko liknande), heretter omtalt som mellomtrinnet e.l. i det toale RIAA oppsettet. Inngangstrinnet som er angitt over kommer forran, og dette trinnet etterfølges av et par buffere til utgangstrinn.

Mellomtrinnet funger ved at spenningen avlest på FETene buffres til over motstanden R1, strømmen i R1 speiles over RIAA-nettverket C2, R4 og R26. Impedansen i RIAA netverket i forhold til R1 bestemmer forsterkningen i trinnet (med noen korreksjoner for mindre enn 100 pst buffring av hhv strøm og spenning).

RIAA netverket tar seg av dempingen av høye frekvenser, over 2122 Hz. Ved å koble RIAA netverket i «serie» med en 318 ohms motstand på hver side av netverket, så vil netverket også flate ut dempingen ved 50 050 Hz. Denne frekvensen referes av og til som den glemte RIAA-konstanten, jeg er usikker på om dette gentlig er en konstant som ligger i RIAA specen, eller om dette er en korreksjon som er lagt til i ettertid for å ta hensyn til at skjærehoder o.l. ikke klarer å oppretholde fullt nivå over 20 KHz, derfor vil jeg også gjøre frekvenskorreksjonen ved 50 050 Hz valgbar, jf. også at enkelte MC-pickuper kan være litt for livlige i høyfrekvensområdet (kanskje særlig Ortofon MC2000/3000/5000).

Kretsskjemaet viser ikke DC-servoen som skal legges rundt utgangsbufferen, den er fortsatt til vurdering. For mellomtrinnet synes imidlertid ikke DC-servo som et stort behov (behovet er ikke fraværende, men heller ikke prekært).

Ved å variere verdien på R1 så kan forsterkningen i trinnet varieres. Jeg planlegger å koble fem motstander i paralell, hvorav en fast og fire valgbare, dette vil gjøre det mulig å justere forsterkningen over et område på omlag 30dB (fra nominelt omlag 16 dB til omlag 46 dB) i 16 trinn mer eller mindre kaotisk fordelt mellom 0,3 dB og 6 dB).

Forvregningen i trinnet synes å være dominert av FETene, og er for et gitt utgangsnivå direkte avhengig av motstanden i R1 (dvs. den avhenger av forsterkningen). Med de forsterkningsforhold jeg ser på og de impedanser jeg ser på, har trinnet kun synlig tredjeharmonisk (ettersom andre harmonisk har en tendens til å kanselsere i differensiell modus). Tredjeharmoniske kommer ikke over 10 uV dvs omlag -100dBV ved omlag 1,5 volt ut.

Over hele frekvensområdet så har dette trinnet vesentlig mindre inngangsstøy enn utgangsstøyen fra foregående trinn, så jeg antar at støybidraget herifra ikke vil være et problem. Trinnet har en innputstøy på omlag 27 nV/sqrt(Hz), som jeg synes er noe i høyeste laget. Men all den tid utgangsstøyen fra forrige trinn ligger på noen hundre nV/sqrt(Hz) og høyere, så antar jeg at dette ikke er vesentlig. Jeg blir heller ikke enig med meg selv hvordan jeg skal simulere utgangsimpedansen fra inngangstrinnet mht. innput støyen i mellomtrinnet. Trinnet er frekvenslineært opp mot 1 MHz ekls. RIAA korreksjon (det begynner å falle av mellom 0,5 og 1 MHz).

mvh
KJ

 

[Ronny D]

Fikk ikke førstesimuleringen til inngangs-kretsen å gå som ønsket, av en eller annen grunn, den virket tilsynelatende som om den gikk i en form for current-foldback (?) fikk ikke opp bias-strømmene til zetex'ne, selv ikke med zetex-inngangstrinnet alene. Pussig, jeg ble ikke venn med den i går hva nå det kom av.....

'Riaa 2nd stage'
J-fetene kan muligens få redusert støy med øket gate motstand, disse j-fets har negativ resistans inn for ett hf-område, (om jeg husker riktig fra ew-ww eller var det for 2n545* ). 330 Ohm(?) strømspeilene i siste krets viser også høyere impedanser, det er vel en sammenheng.

.....ser du en gang til på Q5 Q18 og Q2 Q3 synes jeg det likner på switcher, (diskret triac), latch up and hold under ugunstige omstendigheter, har ikke analysert denne delen spesifikk, men den likner(!) selv om den ikke kan virke slik da den er strømstyrt, er det en spessiell grunn til denne litt sære kaskodekoplingen til 'wilsontransistorene'?

De simmulerte forvrenginger er tross alt med modeller, og i virkeligheten er ikke to npn transistorer helt like, alikevell er det imponerende prestanda som framkommer det er jeg enig i selv om de er teoretiske.

Avansert analyse gjøres ved å gjøre noen parametriske sweep for de varierende verdier på flere komponenter multisimulering altså, avansert analyse, jeg har ikke eksperimentert så mye med det at jeg kan yte særlig hjelp der.

 

[KJ]

Fikk ikke førstesimuleringen til inngangs-kretsen å gå som ønsket, av en eller annen grunn, den virket tilsynelatende som om den gikk i en form for current-foldback (?) fikk ikke opp bias-strømmene til zetex'ne, selv ikke med zetex-inngangstrinnet alene. Pussig, jeg ble ikke venn med den i går hva nå det kom av.....

Jeg tor jeg hadde et liknende problem tidligere, jeg eksperimenterte med inngangstransistorer i BC3XX serien, ved forhøy strøm fra stømkildene virket det som hele kretsen kollapset. Emitter motstandene skal forøvrig være 0,1 ohm. Jeg satte dem inn for å ha en viss tolleranse for variasjoner i Vbe i inngangstransitorene. Jeg er ikke sikker på om det er nødvendig eller tilstrekkelig, men likevell ... tanken er tenkt.

...
'Riaa 2nd stage'
J-fetene kan muligens få redusert støy med øket gate motstand, disse j-fets har negativ resistans inn for ett hf-område, (om jeg husker riktig fra ew-ww eller var det for 2n545* ). 330 Ohm(?) strømspeilene i siste krets viser også høyere impedanser, det er vel en sammenheng.
...

Motstandene i strømspeilet ble dimensjonert med et RIAA nettverk tilpasset lavfrekvenskorreksjonen (500,5 Hz og 50,05HZ). Jeg burde antagelig gå en runde til med optimalisering her. Jeg har imidlertid ikke ansett disse for problematiske, da trinne har relativt lav tomgangsstrøm og enda lavere signalstrømer.

...
.....ser du en gang til på Q5 Q18 og Q2 Q3 synes jeg det likner på switcher, (diskret triac), latch up and hold under ugunstige omstendigheter, har ikke analysert denne delen spesifikk, men den likner(!) selv om den ikke kan virke slik da den er strømstyrt, er det en spessiell grunn til denne litt sære kaskodekoplingen til 'wilsontransistorene'?
...

Denne har jeg hentet fra et gammelt nummer av EW. Formålet med koblingen er å bedre presisjonen i strømspilet, ulempen er at strømspeilet får lavere utgangsimpedans. Koblingen ble lagt inn mens jeg eksperimenterte med mit oprinnelige buffer/speil-design, og den reduserte forvregningen nokså betraktelig. Siden har koblingen blitt hengende ved. Formålet med collector motstandene på dette stedet er å redusere behovet for parametertaching i speilet, og gi rom for en viss Vcb spenning på willsontransistorene. Om dette har noen hensikt eller ei, er jeg usikker på, men det virker som de bidrar til å kontrollere forvregningen.

...
De simmulerte forvrenginger er tross alt med modeller, og i virkeligheten er ikke to npn transistorer helt like, alikevell er det imponerende prestanda som framkommer det er jeg enig i selv om de er teoretiske.
...

Som sagt jeg er litt forundret og skeptisk, og lurer på hvor langt steget fra teori til praktikk blir.

...
Avansert analyse gjøres ved å gjøre noen parametriske sweep for de varierende verdier på flere komponenter multisimulering altså, avansert analyse, jeg har ikke eksperimentert så mye med det at jeg kan yte særlig hjelp der.

Takker likevell, jeg får se om jeg finner ut av SIMETRIX funksjoner for parametersweep.

mvh
KJ

 

[Ronny D]

Tjo den simulerer fint de få simmuleringer endelig! (bare en latterlig setting jeg hadde oversett), før jeg fikk litt modifikasjonslyst. Ett ankepungt er den mulige spredning omkring Ube i arbeidspungtet siden det er switch og ikke type ultra linear, baserer du deg på transistormatching i ett slikt design eller tenker du bare putte inn den første og den beste ? (for prototypen kan det vel være greit)

DC common mode loop. og bias feedback.

mvh

 

[KJ]

Tjo den simulerer fint de få simmuleringer endelig! (bare en latterlig setting jeg hadde oversett), før jeg fikk litt modifikasjonslyst. Ett ankepungt er den mulige spredning omkring Ube i arbeidspungtet siden det er switch og ikke type ultra linear, baserer du deg på transistormatching i ett slikt design eller tenker du bare putte inn den første og den beste ? (for prototypen kan det vel være greit)

Som nevnt er jeg litt betenkt over muligheten for forskjeller/spredning på Vbe på inngangstranssitorene, og derfor har jeg satt inn emittermotstander på disse. Jeg er imidlertid litt usikekr på dimensjoneringen av disse, er 0,1 ohm nok? Jeg tror det, med en tomgangsstrøm i disse transsistorene på 20-25 ma, men er langt i fra sikker.

Databladene til ZTX618/718 har en relativt slakk kurve (så vidt jeg kan forstå, med høyst begrenset referansegrunnlag) for Vbe vs Ic, og jeg er mer «bekymret» for spredning i Vbe som følge av temeperatur enn som følge av tomgangsstrøm.

Jo jeg legger opp til transistor matching, om ikke anne så på grunn av «peace of mind». Med unntak av inngangstrinnet, så skal ikke matching medføre de store merutgiftene, git det forholdsvis store antall transsitorer i det totale designet. Så lenge jeg ikke tar sikte på serieproduksjon så ser jeg ikke at det er noe stort poeng å lavære å matche. Jeg får først lage en prototyp, så får vi se hvor langt det bærer.

DC common mode loop. og bias feedback.

Jeg er litt usikker på hva du sikter til her?

Jeg kar eksperimentert litt med kaskodekoblingen av wilsontransistorene. Det ser ikke lengre ut til at de har den store betydningen, så jeg vurderer en mer tradisjonell kobling i begge strømspeilene (dvs. i både 1. og 2. trinn).

mvh
KJ

 

[Ronny D]

Bare ett forslag

 

[KJ]

Spøkelsejakt, fekting mot vindmøller og støy på hjernen

Hei igjen,
Først en innledende advarsel: rabuleringen nedenfor vil med stor sannsynlighet virke «noe» nerdete på den store majoriteten av befolkningen (les > 99%).

Jeg har brukt de siste dagene til eksperimentering/optimalisering av inngangskretsen (inkl. Ronny D sine forslag til bias kretser) mht. støy. Som nevnt tidligere i tråden så ligger simulert inngangsstøy på trinnet på litt under 0,4 nV/sqrt(Hz) (nano volt over kvadratroten av båndbredden i Hz). Et nivå jeg pt. forholder meg til som høyst teoretisk, og jeg forventer at den virkelige inngangsstøyen vil ligge noe (les en del, om ikke en god del) høyere. Til sammenlikning ligger de beste opampene rundt 0,9 nV/sqrt(Hz), og sannsynlig vis litt høyere, avhengig av koblingen. Som strøm til spenningskonverter med tilsvarende forsterkning og kildeimpedans gir AD797 en inngangsstøy på omlag 1,1 nV/sqrt(Hz).

Jeg spekulerte tidligere i tråden om at simulert inngangsstøy sannsynligvis i hovedsak var forårsaket av strømstøy på inngangen, siden simulert inngangsstøy uten kildeimpedans lå betydelig lavere på omlag 0,05 nV/sqrt(Hz). Nå er ikke total inngangsstøy på under 0,5 nV/sqrt(Hz) noe som i det hele tatt kan kalles et problem, det tilsvarer et signal til støy forhold på mer enn 79 dB (inkl. frekvenskorreksjonen iht RIAA, men ellers uvektet, og drøyt 20 KHz båndbredde … dersom jeg har forstått og regnet riktig!?) med et signalnivå på 0,5 mV. Den eneste produsenten av RIAA-trinn jeg har sett, som opplyser inngangsstøy i nV/sqrt(Hz) er for øvrig NLE/DACT, som angir en inngangsstøy på nettopp 0,5 nV/sqrt(Hz), og et signal støyforhold på 71 til 98 dB (A-vektet, og med kortsluttet inngang, ref. 1 V ut; dvs. eksl. strømstøy i inngangstrinnet!) avhengig av forsterkning.

Men uansett, datasimuleringer inviterer til dilettanteri, og jeg gikk til verket og sjekket alle motstander i kretsen mht. påvirkning av inngangsstøy. Med tider og stunder kom jeg til et «optimalisert» nivå på inngangsstøy på om lag 0,34 nV/sqrt(Hz) ved 6 ohm kildeimpedans, og alle forsøk på videre optimalisering stoppet der. Jeg sjekket så hvordan inngangsstøyen varierte med kildeimpedans (les impedansen i MC-pickupen), for å estimere strømstøyen i inngangstrinnet … langt om sen så begynte jeg å lure på om Murphy hadde tatt over for Ohm, for variasjonene i inngangsstøy stemte ikke helt med variasjonen i kildeimpedans (U<>R*I). Etter noen dager med grubling over denne petitessen (les bagatellen) slo det meg – en hver (trur eg) reell motsand har termisk støy (les tingenes iboende djævelskap). Så også kildeimpedansen i pickupen, i mitt tilfelle satt til 6 ohm, som tilsvarer kildeimpedansen i min Ortofon MC 25 FL. Dette måtte det gå an å estimere, og etter en kort ørkenvandring på nettet, kom jeg på at de blå sidene i ELFA katalogen kunne tenkes å ha slike obskure opplysninger. Som sagt så gjort … et voila!

Stor var overraskelsen over at den termiske støyen knyttet til kildeimpedansen i pickupen utgjør om lag 0,314 nV/sqrt(Hz)! I klartekst så betyr det at pickupen min med et utgangsnivå på 0,5 mV ikke kan gi et signal støyforhold bedre enn 83,9 dB (inkl. frekvenskorreksjon iht RIAA, og eller uvektet … og gitt at jeg har forstått og beregnet riktig etc.). Dette er fullstendig uavhengig av kvaliteten på platerillene som skal pløyes. Det hjelper ikke om LP-plata er laget av den reneste høyglanspolerte diamant(!). Videre betyr dette at simulert inngangsstøy (ex. kildeimpedans) er utrolige 0,079 nV/sqrt(Hz); mens simulert strømstøy på inngangen er om lag 0,017 nA/sqrt(Hz), som med en kilde impedans på 6 ohm skulle gi et støybidrag tilsvarende 0,1 nV/sqrt(Hz), og dette gir i sum et signal støyforhold på inngangen, forårsaket av elektronikken/designet m.v.) på om lag 91 dB, resten (opp/ned til om lag 80 dB samlet, inkl RIAA bl.a. bl.a. bl.a. og ellers uvektet) er pickupens feil!

Konklusjonen på denne lidelseshistorien, er så irriterende enkel som at det ikke er meningsfylt å sikte på en inngangsstøy særlig lavere enn 0,4 nV/sqrt(Hz), gitt en kildeimpedans på om lag 6 ohm (for ikke å snakke om høyere kildeimpedans). I det hele tatt, gitt simulert pickup, og gitt de teoretiske transistormodellene, motstandene mm. så tror jeg ikke jeg kan komme særlig lengre med hensyn til inngangsstøy, båndbredde, forvrenging og linearitet ad. teoretisk vei. Teoretisk sett ser inngangstrinnet ut til å være farlig nært «perfekt». En regelrett skremmende tanke med svært stor fallhøyde … jeg tror jeg inntil videre nøyer meg med å betrakte resultatet som høyst teoretisk, om enn svært lovende, og avventer den praktiske implementeringen.

Mvh
KJ

PS. Det gjenstår å sjekke kretsen for SOA (safe operating area)
PPS. Ronny D: jeg får ta en titt på dit siste forslag i helga, den er litt for stor for demoversjonen av SIMETRIX, så jeg må dele den opp. Du er et veritabelt oppkomme av kretsideer. Som ufaglært tar det litt tid å henge med, dvs. keep’em coming.

 

[Ronny D]

Takker for komplemang, det var voldsomt.

Ang støy, jo jeg begynte å irritere meg litt på den, og måtte selvsagt leke litt. Så er det jo selvsagt forsterkning i alle ledd, som gjør at støyen fra kilden forsterkes hele veien. Hær ser det ut til å tilnerme seg impedansforholdende som den største bidragsyter. Det var rett å slett overaskende å se bidraget fra en god opamp som den største kilde til støy. (blir det diskret buffer også nå da?)

Fikk bedre resultater ved å øke forsterkningen i siste ledd, bedre signal støyforhold.... jeg pleier å sette inngangen kortsluttet og teste med f.eks ideell signal i serie med forsyningen for å skjekke at kretsen ikke slipper for mye av forsyningens støy igjennom. psu rejektion, oppdeling av forsyningen med evnt lokale diskrete regulatorer (det skal antakelig ikke mye til).
ang soa har jeg redusert strømmen i enkelt-transistorene noe, uten å ha hatt kladdeeblokka tilstede...

videre var jeg ikke fornøyd med den forenklede dc servo i KJ-riaa-1-full.png. Og jeg syns den var litt vanskelig å 'lese', her er det ryddet litt i kartet, og forbedret utgangen en smule (som om det skulle ha betydning) .
Dersom det blir litt for lite sus for vinylfolket kan man vel mikse inn en liten suser for å få fram "nostalgien". :lol:
Ingen har sett på strømforsyningens påvirkning i de enkelte ledd.

Ja så kommer vanskeligheten da, blir det bare gull og platinaplater frammover nå da ?

Her er i tillegg brukt "tre i paralell" støye skulle bli sqrt lavere. Etter anslagene har man litt å gå på, To kan vise seg mere optimalt mtp kost ytelse.
Men morro er det.
Ha en fortreffelig helg.

 

[KJ]

Ingen har sett på strømforsyningens påvirkning i de enkelte ledd.

Hei,
Mht. stømforsyningens påvirkning så vil jeg forvente relativt lavt PSRR for stømspeilene, jeg er mer usikker på hva som kan forventes av inngangstrinnet og utgangsbuffer. Mht. strømforsyning så er jeg inne på tanken å bruke DC->DC konvertere fra TRACO, yepp det er en styggedom som heter switchmode DC-konvertere, om disse også skal fores av en tilsvarende switchmode nettenhet er jeg litt usikker på. Det er noe med inferens mellom switch-frekvensene som kan gi uforutsigbare resultater. I mitt enkle hode så oppfatter jeg switchmode PSU i denne sammenhengen som en form for noise-shifter. Med tanke på forsterkninsgkarakteristikken til en RIAA så er det nettop det som trengs, å flytte støyen (og ripple) fra området rundt 50-100-200 Hz (eksl. switch støy fra likeretterne som er mer transiente) hvor RIAAen har størst forsterkning, og høyere opp i frekvens (typpisk høyere enn 20K Hz) hvor forsterkningen er lavest. En annen fordel med switchende strømforsyning er at støyen fra disse ligger i et område hvor små kondensatorer er mer effektive (jf. at spec på ESR på små elytter ofte er spesifisert ved en frekvens på 100-400 KHZ).

Jeg legger forøvrig opp til at hvert forsterker trinn (inngang, strømspeilene og evt. buffer) skal fores av hver sin gyratorkrets. En gyratorkrets er en transistor med kollektor->emiter i serie med strømforsyningen, med en passende motstand fra kollektor til base og en passende kondensator (les stor) mellom base og jord. Fordelen med disse enkle kretsene er svært god undertrykking av evt. støy på strømforsyningen til en lavere kostnad enn en fullregulert krets, gitt at reguleringen skjer i DC->DC konverteren er det heller ikke nødvendig med ytterligere regulering. Ulempen er litt mindre enn god linjeregulering (dvs stabiliteten i utgangsspenningen som funksjon av strømtrekk), men de fleste forsterkertrinnene skal kjøre i godt og vel klasse A, så det skal ikke være stor variasjon i strømtrekk som funksjon av inngangssignalet.

mvh
KJ

EITD: DS. ha en fortreffelig helg.

 

[KJ]

Hei,
bare for å suplere meg selv mht. problemstillinger vedr. strømforsyning.

I forhold til PSRR (power supply rejection ratio) så forventer jeg som nevnt at strømspeilene vil ha relativ dårlig ytelse i forhold til dette. Men siden begge leddene (ikke-invertert og invertert) i en differensiell forsterker vil ha samme arbeidsbetingelser og tilnærmet lik PSRR, så vil feil i utgangen som funksjon av PSRR først og fremst være common-mode (dvs både det ikke-inverterte og det inverterte signalet vil ha samme feil med samme polaritet), og dermed vil denne problemstillingen bli undertrykt av påfølgende trinns CMRR (common mode rejection ration), det lille jeg har testet ift. CMRR så har både inngangstrinnet og 2. trinnet utsøkt ytelse for CMRR. Buffertrinnet derimot vil være tilnærmet vidåpen for CMRR feil slik det foreligger pt., men jeg jobber med den saken også ... et par nye ideer som skal testes ut (jf. feks. LC-Audios Sidewinder mk3), det ser imidlertid ut som minde standhaftige prinsipper om ingen global motkobling kan stå for fall akkurat her.

Med hensyn til spenningsnivået i strømforsyningen, så er jeg fristet til å dimensjonere saken til en driftsspenning på litt under +/- 30 V. I noen tester jeg har gjort på dette har det virket som om støy og forvregning har gått litt ned med høyere driftsspenning. Utover effektavstttingen i de ulike komponentene og totalt, og evt. problemer med SOA skjer det relativt lite annet med kretsene. En fordel med høy driftsspenning er også at det gir gode forutsetninger for høy overbelastningsmargin (headroom).

Mens jeg er inne på headroom, så vurderer jeg også plasseringen av hhv. HF (2122 Hz) og LF (50,05 og 500,5 Hz) delen av RIAA-korreksjonen. Med hensyn til headroom sa vil det være fordelaktig å plassere HF delen etter inngangstrinnet og LF delen etter 2. trinnet. Dette vil imidlertid stiille høyere krav til støy-specen på 2. trinnet, og som nevnt syns jeg ikke at jeg er helt i mål der. Ved å plasser LF delen etter inngangstrinnet, så vil det gi mindre headrom for HF-signaler, mens det på andre enden av skalaen vil være fordelaktig å bringe opp LF i nivå så tidlig som mulig (bl.a. av hensyn til støy), det stiller også lavere krav til støy-ytelsen til 2. trinnet.

Grunnen til at jeg har delt RIAA korreksjonen i to trinn er bl.a. at det 1) gjør det enklere å få en presis frekvenskorreksjon, 2) blir enklere å manipulere (jf. f.eks. valgfri HF utgjevning ved 50050 Hz), og 3) gir muligheter for optimalisering iht. ovennevnte problemstilling.

mvh
KJ

 

[Ronny D]

Hei
øke spenningen:
transistorene ser ut til å bli mere lineære når man øker spennigen er forårsaket av at relativ forandring på Uke minker i forhold til arbeidspungt, nesten direkte sammenliknbart med kaskodekopling mtp linearitet. Holder man en parameter mere konstant, strøm eller spenning blir det mere lineært.
Også støy fra forsyningen "modulerer" en variasjon av Uke den også.

Blir ikke analysene her feil, jeg antar analysene er gjort med kondensatorene i kretsen, men analysen er lineær, dvs undertrykkelse av signalene over... og derved overharmoniske... ? støyen og spekteret av denne endres med riaa kondiser I kretsen.... det er nok en av grunnene til at den måler litt vel lineært. riaa vvs lineære.

Og dele riaaen i to medfører jo ett ekstra trinn, det tilfører også litt til "besvær".

Har du sammenliknet med f.eks andre "standard" riaa kretser for å se om det er noe liknende der, (the forgotten parameter).

 

[KJ]

Diy Riaa - Psu

Hei,
høsten har kommet, nettene blir lengre, og det er på overtid å ta dette prosjektet opp igjen.

Jeg har tidligere nevnt at RIAA-designet totalt sett antagelig er forholdsvis ufølsomt for støy og unoter fra strømforsyningen, ettersom denne vil være i «common mode» og vil kanseleres ved differensiell forsterkning. Jeg har kikket litt på tilgjengelige spenningsregulator ICer, gjennomgående så har disse en undertrykking av ripple på 60-90 dB, svakere ytelse over ca 1-5 KHz, og støyer som damplokomotiver på full damp. Når RIAA designet nå etter hvert begynner å nerme seg noen grenser for hva som er teoretisk mulig kan jeg ikke si meg tilfreds med å bruke hyllevare her, om ikke annet så av kosmetiske årsaker. Jeg har derfor lekt litt med div. diskrete designløsninger for spenningsregulering, allt fra enkle gyratorkretser, shuntregulatorer, til batterikretser for kontinuerlig ladding. Kravene til spenningsregulering er som følger, i prioritert rekkefølge: eksellent undertrykkelse av ripple, lite støy, OK lastregulering og OK spenningsstabilitet (absolutt presisjon), de to sistnevnte punktene er underordnet de to første og er egentlig ikke kritiske, videre er krav til lavt spenningsfall og linjeregulering (utenom riplle undertrykkelse) relativt uvesentlig.

Vedlagt følger skjema for den positive regulatoren (den negative er identisk, bare å bytte NPN og PNP om hverandre og å snu på JFETen og zenerdioden, den negative regulatoren yter omtrent identisk). Regulatoren er dimensjonert til å gi litt mer en 27 volt ut.

Vedlagt følger en graf over rippelundertrykking (grøn kurve) og støy (rødkurve). Rippelundertrykkingen er bedre enn 100 dB opp til 100K Hz, og bedre enn 120 dB opp til omlag 20K Hz (merk dette er kun regulatoren uten avkoblingskondiser). Støyen ligger på ca. 300 pV/sqrt(Hz) fra ca. 20 Hz og oppover, mens total støy inennfor 100k Hz er på ca 100 nV, eller -140 dBV. Støy ytelsen og rippleundertrykking forbredres med etterfølgende avkoblingskondiser.

Vedlagt følger også to grafer med simulert ytelse med 50 HZ vekselspenning som kilde, dvs. inkl. likeretting og hele 1001 uF med glattekondiser etter likerettingen, men ingen kondiser etter regulering. Den første grafen viser FFT-analyse av spenningen før regulering, her er spenningen på 40 V og ripple og støy er på ca. 450 mV, frekvensskalaen er logaritmisk og alle de lange vertikale strekene er harmoniske komponenter av nettspenningen (med bakrgunn i hvordan likerettet 50Hz ser ut så begriper jeg ikke at folk bruker forgnertierne sine på esoteriske nettkabler og nettfiltere). Den neste grafen viser samme bilde, men nå etter regulering, spenningen er ca. 27 V og ripple og støy er ca. 300 nV - vakkert.

mvh
KJ

PS håper jeg ikke overskrider noen magiske grenser for vedlegg.

 

[KJ]

Hei
øke spenningen:
transistorene ser ut til å bli mere lineære når man øker spennigen er forårsaket av at relativ forandring på Uke minker i forhold til arbeidspungt, nesten direkte sammenliknbart med kaskodekopling mtp linearitet. Holder man en parameter mere konstant, strøm eller spenning blir det mere lineært.
Også støy fra forsyningen "modulerer" en variasjon av Uke den også.

Blir ikke analysene her feil, jeg antar analysene er gjort med kondensatorene i kretsen, men analysen er lineær, dvs undertrykkelse av signalene over... og derved overharmoniske... ? støyen og spekteret av denne endres med riaa kondiser I kretsen.... det er nok en av grunnene til at den måler litt vel lineært. riaa vvs lineære.

Og dele riaaen i to medfører jo ett ekstra trinn, det tilfører også litt til "besvær".

Har du sammenliknet med f.eks andre "standard" riaa kretser for å se om det er noe liknende der, (the forgotten parameter).

Hei, nå er det vel på overtid å svare på innelgget ditt.

Analysen for linearitet er gjor både med og uten frekvenskorreksjon, både med og uten «pre amphasis» iht. RIAA. Jeg har sammenliknet med det meste jeg har kommet over av andre og liknende implementeringer av RIAA-korreksjon, men referansen er uansett de definerte tidskonstantene i RIAA korreksjonen, 75 uS (2122 Hz), 318 uS (500,3 Hz) og 3180 uS (50,03 Hz), foruten korreksjonen iht IEC ved 7950 uS (20 Hz) og korreksjonen iht Neumann ved 31,8 us (50 030 Hz). Sistnevnte ble introdusert av Neumann på sine kuttemaskiner, en gang på 70-tallet, for å unngå overoppheting av kuttehodene. Neumannn var markedsledende på kuttemaskiner, så det ble standard av seg selv. Forøvrig synes jeg RIAA korreksjon i to ledd gjør det enklere å justere, men det er antagelig en smakssak. Den største fordelen med RIAA i to ledd er at det blir enklere å lage differensielle ledd med jordreferanse, uten alt for mange kondiser.

mvh
KJ